AN1078(PMSM电机的无传感器磁场定向控制

【实例简介】
关于无传感器FOC控制算法
动态数据控制界面 w Slider v Sirer 5 iP百 引li 0,10000,01000,0100 0,10000,01000,01000,1000.00250,0025 Unlean斗 R1"Pan Unlean Orlean Boolean UFF OFF OFF OFF OFFI OFFI OFF D 图 用户自定义数据输入控制 点DUF0 Iriuul 1 I Ir Lul 1 ruu减1 eed Demard User Descripticn f ser Descrption I User Descriptin 1 User description Use De Lser Description 1 0.7129 点DBUF1 厂npr2 Input 2 Use DeicrpticI' User Desert User Description 0.0DJ9 AD_BUF2 □rp Inp.r 3 □lu则3 Curren b Usa Description 3 User DEscription 3 sar Descripton 3 卩 ser Descrition3 Ier Descision 3 0.0D39 Inn t 4 nn r 4 厂rn重4 Initial t orque UsEr Description 4 Iser Descrption 4 User DEscription 3Er Description 4 Lser Description 4 厂|rut5 厂rput5 Escr Dcecripticn 5 Iscr Dcscnptie er Dcscripti3l I Ecscripticn 5 scr Dcs ciphony ConFiguration file c 2010 Microchip Technology Inc Ds01078BCN第3页 图 图形数据视图 Dara MnnIrnr ann fnnrrnl InrerfarP 18314477 4244775536 4 Na Dat T::侣}:1斗斗斗!}:-l DS01078BcN第4页 O 2010 Microchip Technology Inc 系统概述 图5说明了如何实现3相拓扑以及电流检测和故障生成 电路。 如图4所示,在电机轴上没有安装位置传感器。而使用 低白感系数的分流电阻(逆变器的一部分)来测量电机 逆变器边的第一个晶体管用于功率因数校正( Power 上的电流。三相逆变器被用作功率级来驱动电机绕组 Factor correction,PFC),本应用笔记屮不作具体介 电源逆变器内置的电流检测和枚障生成电路可防止整个 系统受到过电流的损坏。 本应用笔记中所涉及的硬件是 dS PICDEMTM MCv开发 板(DM330021)(用于电压最高为50VDC的场合) 以及 ds PICDEMTM McHv开发板(DM330023)(用 于电压最高为400VDC的场合),两者均可从 Microchip 网站(www.microchip.com)订购。 系统概述 PWM1H 3相逆变器 PWMIL PWM2H 3相 PMSM PWM2L PWM3H PWM3L ANO AN1 RE8凶 VR1 L AN8凶岭速度给定 用户接口 启动/停上一S2 RA8 图: 相拓扑 刂选功率因素校正 PWM1H PWM2 PWM3H 115230 M VAC PWNM1L PWM2L PWM3L 牧障← 电流 限制 c 2010 Microchip Technology Inc DS01078BcN第5页 磁场定向控制 矢量控制综述 间接矢量控制的过程总结如下: 从不同的角度理解磁场定向控制 1.测量3相定子电流。这些测量可得到a和b的 理解FOC(有时称为矢量控制)如何工作的一种方法 值,可通过以下公式计算出L 是在头脑中设想参考坐标变换过程。如果从定了的角度 +i=0 来设想交流电机的运行过程,则会看到在定子上施加了 2.将3相电流变换至2轴系统。该变換将得到变量 个正弦输入电流。该时变信号产生了旋转的磁通。转 子的度是旋转磁通矢量的函数。从静止的角度来看 和j,它们是由测得的a和b以及计算出的值 定子电流和旋转磁通矢量看似交流量。 的时变电流值。 现在,设想在电机内部,转子随着定子电流所产生的旋 按照控制环上一次迭代计算出的变换角,来旋转 转磁通矢量以相同的速度同步旋转。如果从这个角度观 2轴系统使之与转子磁通对齐。和i变量经过 察稳态条件下的电机,那么定子电流看似常量,且旋转 该变换可得到d和和为变换到旋转坐标 磁通矢量是静止的 系下的正交电流。在稳态条件下,和la是常量。 最终,希望控制定子电流来获得期望的转」电流(不可 误差信号由、的实际值和各自的参考值进行 直接测量得到)。通过参考坐标变换,可使用标祚控制 比较而获得。 环,如同控制直流量一样实现对定子电流的控制。 l的参考偵控制转子磁通 q的参考值控制电机的转矩输出 误差信号是到P控制器的输入 控制器的输出为Vε和∨a,即要施加刭电机 上的电压矢量 5.估算出新的变换角,其中va、vB、i和j是输 入参数。新的角度可告知FOC算法下一个电压 矢量在何处。 6.通过使用新的角度,可将P控制器的V和Ⅴ 输出值逆变到静止参考坐标系。该计算将产生下 个正交电压值v和vB° 7.va和vB值经过道变换得到3相值va、Vb和v 该3相电压值可用来计算新的PWM占空比值 以生成厂期望的电压矢量。图6显小了变换、Pl 迭代、逆变换以及产生PWM的整个过程。 本应用笔记的以下部分将详细描述这些步骤 DS01078BcN第6页 O 2010 Microchip Technology Inc 图 矢量控制框图 lOREE q P P d, q 3相电桥 Park Clarke IDREF 逆变换 逆变挨 d, q la a bc Clarke 变換 变换 位置 位置和速度 机 估算器 速度() c 2010 Microchip Technology Inc Ds01078BCN第7页 坐标变换 变换 通过一系列丛标变换,可间接确定不随时间变化的转矩 现在,已使定子电流在一个两坐标轴分别标为α、β的 和磁道值,并可采用经典的P控制环对其进行控制。控 2轴正交系中得以表达。下一步将其变换到另一个正在 訇过程起始于3相电机电流的测量。实际应用中,三个 随着转了磁通旋转的2轴系统中。这种变换就是Park 电流值的瞬时和为零。这样仅测量其中两个电流即可得 变换,如图8所示。该2轴旋转坐标系的坐标轴称为d 到第三个电流值。因此,可通过去除第三个电流传感器 q轴。θ表示转子角度。 来降低硬件成本。 使用 dsPIC DSo也可通过单分流的方式实玩3相电流 图: 变换 的测量。更多信息,请与 Microchip联系。 饮扑取单分流算法的详细说明,请参见AN1299, q 《PMSM无传感器FOC的单分流三相电流重构算法》 DS01299A CN) B Park 变换 第一次坐标变换,称为 Clarke变换,它将一个3轴、2 维的定子坐标系变换到2轴的定子坐标系中(见图7 a sine +ip cose 其屮ia、b和为各相电流) 变换 控制 使用三个P环分别控制相互影响的三个变量。转子转 遼、转了憾通和转了转矩分别由单独的P模块控制。这 Clarkeβ 种門控制采用常规方法,并包含了一个 项来抑制积分饱和,如图9所示。 是无输出 ()和有限输出()之差。项与 相乘, ia +ib+ic=0 a c 限制累积积分部分()。 =(a+2b√3 图 控制 InRef k·C,K,·.·d输出 FB(反馈) DS01078BcN第8页 O 2010 Microchip Technology Inc P|D控制器背景知识 增益调节 全面深入的讨论比例一积分一微分( Proportional Integral P|D控制器的P增益设定整个系统的响应。在初次对控 Derivative,PD)控制器不属丁本应用笔记的范畴,但是 制尜进行参数整定时,将|和D增益设置为0。随后可 本节将对PD的基本I作原理进行介绍。 增大P增益,直到系统能够很好地响应设定点的变化, PID控制器对闭环控制中的误差信号进行响应,并尝试 不存在过大超调或振荡。使用较小的P增益值可较 对控制量进行调节,以荪得期望的系统响应。被控参数 “松”地控制系统,而较人的值则会较“紧”地控訇系 可以是任何可测系统量,例如转速、转矩或磁道。P|D 统。此时,系统将有可能不收敛到设定点。 控制器的优点在于,可通过改变一个或多个增益值并观 选取了合适的P增益后,可缓慢地增加丨増益以消除系 察系统响应的变化以试验为根据进行调节 统的误差。对多数系统而言,只需较小的增益。如果 数字PD控制器能以周期性采样闫隔执行控制操作。假 増益取值过大,则可能会抵消P项的作用,减缓整个 改控制器的执行频率足够高,以使系统能得到正确控 控制系统的响应,并使系统在设定点附近振荡。如果发 制。误差信号是通过将被控参数的实际测量值减去该参 生振荡,通过减小l增益并增大P增益通常可解决问题。 数的期望设定值狄得的。误差的符号表示控制输入所需 本应用中包含了限制积分饱和的项,当积分误差使输出 的变化方向。 参数饱和时会产生积分饱和。此时,再增加积分误差将 控制器的比例(P)项是由误差信号乘以一个P增益因 不会影响输出。当累积误差减小时,它必须减小(下 子形成,可使PD控制器产生的控訇响应为误差幅值的 降)到导致输出饱和的值以下才能对输出产生影响。Kc 函数。当误差信号变人时,控制器的P项也将变人以提 系数用丁限制这些个会影响输出的累积误差。对丁大多 供更大的校正量。 数情况,该系数取值可与Ki相同 随着时间的消逝,P项有利于减小系统的总误差。但 所有三个控制器的输出参数都存在一个最大值。这些值 是,P项的影响将随看误差趋近于零而减小。在大部分 可在 文件中找到,并已在 SVEn(程序 系统中,被控参数的误差会非常接近于零,但是并不会 屮默认设定以避免饱和。 收敛。因此始终会存在一个微小的静态误差。 PID控制器的积分项(1)用来消除小的静态误差。I项 控制环的相互依赖关系 对全部误差信号进行连续积分。因此,小的静态误差随 着时间累积为一个较人的误差值。该累积误差信号与 本应用中存在三个相互关联的P控制环。外环控制电机 转速。两个内环分别控制变换后的电机电流l和如 个增益因子相乘,即成为P|D控制器的l输出项。 所述,{a环控制磁通,而l值控制电机转矩。 PID控制器的微分项(D)用来增强控制器对误差信号 变化速牽的响应速度。D项输入是通过计算前次误差值 逆变换 与当前误差值的差得到的。这一差值与一个D增益因子 相乘,即成为PD控制器的D输出项。 经过P迭代后,可获得旋转dq坐标系的电压矢量的两 系统误差变化的越快,控制器的D项将产生史大的控制 个分量。这时需要经过逆变换将其重新变换到3相电机 输出。并非所有的PID控制器都实现D或Ⅰ项(不常 电压。首先,需从2轴旋转dq坐标系变换到2轴静止 用)。例如,本应用中木使用D项,这是因为电机速度 αxβ坐标系。该变换使用了Park逆变换,如图10所示。 变化的响应时间相对较慢。如果使用了D项,将导致 PWM占空比的过度变化,将影响算法的运行,并产生 图 逆变换 过电流断电 Park 逆变换 e 除 d Vd Va=Vd sine+va( c 2010 Microchip Technology Inc DS01078BCN第9页 逆变换 SVM的过稈允许通过两个相邻矢量各分量的和米表示 任何空间电压矢量。在图13中, UoUT是期望的空间电 下一步是将静止2轴α坐标系变换到静止3轴3相定 压矢量。该矢量位于U60和U0之间的区间内。如果 子参考坐标系。从数学角度来看,该变换是通过C|arke 逆变换来实现的,如图11所示。 在给定PWM周期T期间,U0的输出时间为T1T而U60 的输出时间为T2/T,则整个周期的平均电压值为UoUT 逆变换 图 平均 V Clarke「v TO=无效矢量 逆变换「V T=T1+T2+T0=PWM周期 √34vx UouI=(T1个·U0)+(T2斤TU60) V=V C 2=(vs+3.v)2 3 空间矢量调制() 矢量控制过程的最后一步是产生3相电机电压信号的脉 宽调制信号。如果使用空间矢量调制( Space Vector Modulation,SⅥM)技术,每相脉宽的产生过程都可简 化为几个一次方程。在本应用的SVM程序中包含了 Clarke逆变换,进一步简化了计算。 T0表示绕组上无有效电压的时间;即施加了无效矢量。 道过使用改进后的Cake递变换,无需多余计算即可得 相逆变器的每相输出祁可为两种状态之一,即逆变器 到T1和T2的值。如果将a和vB颠倒,则会产生 输出可连接到正极性(+)母线端或负极性(-)母线 个参考轴,该轴相对于SⅥM星型偏移30度。因此,在 端,这使得三相逆变器输出共存在23=8种可能的状 六个区间的每个区间中,一个轴与该区问正好相反,而 态,如表1所小。 其他两个轴对称形成该区间的边界。沿着这两个边界轴 其中三相输出全部连接到正极性(+)母线端或负极性 的矢量分量分别为T1和T2。计算的具体纽节,请参见 (-)母线端的两种状态被视为无效状态,因为此时任意 源代码中的 文件。 两相之间都不存在线电压。这两种状态在SvM星型图 从图14中可见,在PWM周期T中,矢量T1的输出时 中被绘制为原点。其余六种状态表示为每两个相邻状态 间为T1,而矢量T2的输出时间为T2/。在剩余时间 间旋转间隔为60度的矢量,如图12所示 内输出无效矢量。 dsPIC DSO器件被配置为输山中心对 齐PWM信号,使PWM信号以周期的中心对称。这种 图 配置方法在每个周期内可产生两个线间脉沖。有效开关 频率加倍,纹波电流减小,同刑并未增加功率器件的开 关损耗 DS01078BcN第10页 O 2010 Microchip Technology Inc 【实例截图】
【核心代码】